波形： 可以使正弦波，也可以為方波。

功率： 滿足參考輸入靈敏度的要求。

穩定性： 通常用 TCXO，穩定性要求< 2 ppm。這里給出幾種參考的穩定性指標和相位噪聲指標。

頻率范圍： ADI 提供的 PLL 產品也可以工作在低于最小的參考輸入頻率下，條件是輸入信號的轉換速率要滿足給定的要求。

ADI 的所有鎖相環產品控制接口均為三線串行控制接口，如圖 1所示。要注意的是：在 ADI 的PLL 產品中，大多數的時序圖如圖 1中上面的圖所示，該圖是錯誤的，正確的時序圖如圖 1中下面的圖所示，LE 的上升沿應跟 Clock 的上升沿對齊，而非 Clock 的下降沿。

圖 1. PLL 頻率合成器的串行控制接口（3 Wire Serial Interface）

控制接口由時鐘 CLOCK，數據 DATA，加載使能 LE 構成。加載使能 LE 的下降沿提供起始串行數據的同步。串行數據先移位到 PLL 頻率合成器的移位寄存器中，然后在 LE 的上升沿更新內部相應寄存器。注意到時序圖中有兩種 LE 的控制方法。

SPI 控制接口為 3V/3.3V CMOS 電平。另外，需要注意的是對 PLL 芯片的寄存器進行寫操作時，需要按照一定的次序來寫，具體請參照芯片資料中的描述。特別地，在對 ADF4360 的寄存器進行操作時，注意在寫控制寄存器和 N計數器間要有一定的延時。

控制信號的產生，可以用 MCU，DSP，或者 FPGA。產生的時鐘和數據一定要干凈，過沖小。當用 FPGA 產生時，要避免競爭和冒險現象，防止產生毛刺。如果毛刺無法避免，可以在數據線和時鐘線上并聯一個 10~47pF 的電容，來吸收這些毛刺。

一般地，控制 PLL 的信號包括：CE，LE，CLK，DATA。CLK 和 DATA 信號可以共用，即占用2 個 MCU 的 IO 口，用 LE 信號來控制對哪個 PLL 芯片進行操作。多個 LE 信號也可以共用一個MCU 的 IO 口，這時需要用 CE 信號對芯片進行上電和下電的控制。

ADIsimPLL V3.3 使應用工程師從繁雜的數學計算中解脫出來。我們只要輸入設置環路濾波器的幾個關鍵參數，ADIsimPLL 就可以自動計算出我們所需要的濾波器元器件的數值。這些參數包括，鑒相頻率 PFD，電荷泵電流 Icp，環路帶寬 BW，相位裕度，VCO 控制靈敏度 Kv，濾波器的形式（有源還是無源，階數）。計算出的結果往往不是我們在市面上能夠買到的元器件數值，只要選擇一個最接近元器件的就可以。

濾波器開環增益和閉環增益以及相位噪聲圖之間的關系。閉環增益的轉折頻率就是環路帶寬。相位噪聲圖上，該點對應于相位噪聲曲線的轉折頻率。如果設計的鎖相環噪聲太大，就會出現頻譜分析儀上看到的轉折頻率大于所設定的環路帶寬。

有源濾波器因為采用放大器而引入噪聲，所以采用有源濾波器的 PLL 產生的頻率的相位噪聲性能會比采用無源濾波器的 PLL 輸出差。因此在設計中我們盡量選用無源濾波器。其中三階無源濾波器是最常用的一種結構。PLL 頻率合成器的電荷泵電壓 Vp 一般取 5V 或者稍高，電荷泵電流通過環路濾波器積分后的[敏感詞]控制電壓低于 Vp 或者接近 Vp。

如果VCO/VCXO 的控制電壓在此范圍之內，無源濾波器完全能夠勝任；如果VCO/VCXO 的控制電壓超出了 Vp，或者非常接近 Vp 的時候，就需要用有源濾波器。在對環路誤差信號進行濾波的同時，也提供一定的增益，從而調整VCO/VCXO控制電壓到合適的范圍。

那么如何選擇有源濾波器的放大器呢？這類應用主要關心一下的技術指標：

如果是單電源供電，需要考慮使用軌到軌（Rail-to-Rail）輸出型放大器。

選擇 VCO 時，盡量選擇 VCO 的輸出頻率對應的控制電壓在可用調諧電壓范圍的中點。選用低控制電壓的 VCO 可以簡化 PLL 設計。

VCO 的輸出通過一個簡單的電阻分配網絡來完成功率分配。從 VCO 的輸出看到電阻網絡的阻抗為 18+(18+50)//(18+50)=52ohm。形成與 VCO 的輸出阻抗匹配。下圖中 ABC 三點功率關系。B，C 點的功率比 A 點小 6dB。

如下圖是 ADF4360-7 輸出頻率在 850MHz~950MHz 時的輸出匹配電路，注意該例是匹配到 50 歐的負載。如果負載是 75 歐，那么匹配電路無需改動，ADF4360-7 的輸出級為電流源，負載值的小變動不會造成很大的影響，但要注意差分輸出端的負載需相等。

在下列情況下，電荷泵的極性為正。

在下列情況下，電荷泵的極性為負。

PLL 鎖定指示分為模擬鎖定指示和數字鎖定指示兩種。

鑒相器和電荷泵原理圖

數字鎖定指示：

當 PFD 的輸入端連續檢測到相位誤差小于 15ns 的次數為 3(5)次，那么 PLL 就會給出數字鎖定指示。

數字鎖定指示的工作頻率范圍：通常為 5kHz~50MHz。在更低的 PFD 頻率上，漏電流會觸發鎖定指示電路；在更高的頻率上，15ns 的時間裕度不再適合。在數字鎖定指示的工作頻段范圍之外，推薦使用模擬鎖定指示。

模擬鎖定指示：

對電荷泵輸入端的 Up 脈沖和 Down 脈沖進行異或處理后得出的脈沖串。所以當鎖定時，鎖定指示電路的輸出為帶窄負脈沖串的高電平信號。圖為一個典型的模擬鎖定指示輸出（MUXOUT 輸出端單獨加上拉電阻的情況）。

模擬鎖定指示的輸出級為 N 溝道開漏結構，需要外接上拉電阻，通常為 10KOhm~160kohm。我們可以通過一個積分電路（低通濾波器）得到一個平坦的高電平輸出，如圖所是的藍色框電路。

誤鎖定的一個條件：

參考信號REFIN信號丟失。當REFIN信號與PLL頻合器斷開連接時，PLL顯然會失鎖；然而，ADF41xx 系列的 PLL，其數字鎖定指示用 REFIN 時鐘來檢查是否鎖定，如果 PLL 先前已經鎖定，REFIN 時鐘突然丟失，PLL 會繼續顯示鎖定狀態。解決方法是使用模擬鎖定指示。

當 VCXO 代替 VCO 時，PLL 常常失鎖的原因。以 ADF4001 為例說明。VCXO 的輸入阻抗通常較小（相對于 VCO 而言），大約為 100kohm。這樣 VCXO 需要的電流必須由 PLL 來提供。PFD=2MHz， Icp=1.25mA，Vtune=4V，VCXO 輸入阻抗=100kohm，VCXO 控制口電流=4/100k=40uA。在 PFD 輸入端，用于抵消 VCXO 的輸入電流而需要的靜態相位誤差

16ns>15ns，所以，數字鎖定指示為低電平。

解決方法1，使用模擬鎖定指示。

解決方法2，使用更高的電荷泵電流來減小靜態相位誤差。增大環路濾波器電容，使放電變緩。

頻率指標：可以工作在低于最小的射頻輸入信號頻率上，條件是 RF 信號的 Slew Rate 滿足要求。

例如，ADF4106 數據手冊規定最小射頻輸入信號 500MHz，功率為-10dBm，這相應于峰峰值為200mV，slew rate=314V/us。如果您的輸入信號頻率低于 500MHz，但功率滿足要求，并且slew rate 大于 314V/us，那么 ADF4106 同樣能夠正常工作。通常 LVDS 驅動器的轉換速率可以很容易達到 1000V/us。

要求 PLL 電源和電荷泵電源具有良好的退耦，相比之下，電荷泵的電源具有更加嚴格的要求。具體實現如下：

在電源引腳出依次放置 0.1uF，0.01uF，100pF 的電容。[敏感詞]限度濾除電源線上的干擾。大電容的等效串聯電阻往往較大，而且對高頻噪聲的濾波效果較差，高頻噪聲的抑制需要用小容值的電容。下圖可以看到，隨著頻率的升高，經過一定的轉折頻率后，電容開始呈現電感的特性。不同的電容值，其轉折頻率往往不同，電容越大，轉折頻率越低，其濾除高頻信號的能力越差。

另外在電源線上串聯一個小電阻（18ohm）也是隔離噪聲的一種常用方法。

VCO 的中心頻率由下列三個因素決定。

1）VCO 的電容 C VCO 

2）由芯片內部 Bond Wires 引入的電感 L BW 

3）外置電感 L EXT 。即

其中前2項由器件決定，這樣只要給定一個外置電感，就可以得到VCO的輸出 中心頻率。VCO的控制靈敏度在相應的數據手冊上給出。作為一個例子，下圖給出了 ADF4360-7 的集成 VCO 特性。

ADF4360-7 VCO 的靈敏度與外置電感的關系

電感的選取，[敏感詞]選用高 Q 值的。Coilcraft 公司是不錯的選擇。市面上常見的電感基本在 1nH以上。更小的電感可以用 PCB 導線制作。這里給出一個計算 PCB 引線電感的簡單公式，如下圖所示。

導線電感的模型

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