關于碳化硅MOSFET驅動電路的詳細分析

發布時間：2023-12-15作者來源：薩科微瀏覽：1759

這篇文章我們重點討論一下碳化硅MOSFET的驅動電路的設計考慮。包括碳化硅MOSFET隔離驅動要求、碳化硅MOSFET的驅動電流及驅動損耗計算、碳化硅MOSFET的驅動電流PCBlayout基本原則、碳化硅MOSFET的并聯設計考慮、碳化硅MOSFET的寄生開通效應及改善措施、碳化硅MOSFET在短路保護上的考慮和碳化硅MOSFET功率器件封裝上的考慮等內容。

一.碳化硅MOSFET隔離驅動要求

碳化硅MOSFET一般用于高壓，大功率電源應用，這種電源由于系統要求需要做原副邊的隔離，所以通過變壓器從一邊到另一邊傳遞能量，而控制器一般放在其中一邊，比如副邊，驅動原邊的碳化硅MOSFET的時候就需要通過隔離方式的驅動將副邊控制器發出的驅動信號，傳遞到原邊，去驅動它。

采用隔離方式，可以對原邊的高壓電路的地和副邊控制器的地，進行獨立的設計，避免高壓電路對低壓控制電路的損壞，同時，一些不希望的交流或者直流信號也不會從高壓側傳遞到低壓側，提高驅動電路的可靠性。這是碳化硅驅動電路的一個典型的要求。

比較傳統的隔離方式是光耦隔離，具有比較好的抑制瞬態和噪聲的能力，但是缺點是光耦的增益隨著時間會變化。另一種常見的隔離方式是磁隔離，但是在磁場環境中，應用會受到一定的限制。容性隔離也是較常見的隔離方式，對高壓及外部磁場的敏感度方面都有很大優勢，同時也支持快速開關運行，保持較小的延時。對于不同隔離方式的產品后續有機會再進行討論。

二.碳化硅MOSFET的驅動電流及驅動損耗計算

在高壓，大功率應用中，為了減小開關損耗，對驅動能力的要求更高，所以，對驅動器的驅動能力需要去提前評估。一般來說，對于一定開關頻率freq下，碳化硅MOSFET的門級電荷為Qg時，其對驅動電流的要求是freq×Qg，我們可以按照這個原則去對驅動芯片驅動能力做初步篩選。

進一步的，假設所需要驅動的碳化硅MOSFET并聯個數為N，每一個MOSFET的門級電荷為Qg，其門級驅動電壓為VGS,則總的驅動功率為freq×N×VGS×Qg，我們可以據此進行驅動損耗的估算。

在高壓及大功率應用下，一般碳化硅MOSFET的漏極的電壓DV/DT會很大，可以達到150V/nS，因此對于驅動器，希望它能夠驅動更高頻率，以[敏感詞]電流驅動器件的運行，所以一般建議保持最小的門級驅動輸出電阻，同時在高壓下，注意選擇CMTI(Common mode transient immunity)更大的產品。特殊情況下，需要進對驅動器輸出電阻行一定的優化，我們后續會介紹。

三.碳化硅MOSFET的驅動電流PCBlayout基本原則

在進行碳化硅MOSFET驅動電路時，也有一些類似于普通功率器件的layout原則需要注意，我們先來大致回顧一下。從寄生電感影響的角度來談的話，一般地，建議將碳化硅MOSFET器件和其驅動器線路盡量靠近，這樣就會減小門級驅動回路上的寄生電感。另外，盡量減小功率回路上的走線寄生電感，避免MOSFET開關在關斷時產生電壓尖峰和噪聲。

從寄生電容影響的角度來談的話，開關節點對地或者對固定電平地layout產生的寄生電容越大的話，會增加開關損耗，所以盡量避免在Layout時PCB層間耦合電容較大。另外，盡量減小開關節點和信號線路或者電壓總線的重疊，避免通過PCB層間容性耦合影響信號線路。

從磁場干擾的角度去分析，功率電流回路會產生高頻磁場干擾，磁元件也會產生高頻磁場干擾，一般盡量避免磁場對敏感信號線路的重疊或者空間上靠近，確保信號線路不受干擾。涉及到驅動線路的例子，如功率開關回路和驅動信號線之間就需要注意此問題。

四.碳化硅MOSFET的并聯設計考慮

大功率應用中，為了擴大功率，一般會涉及到MOSFET的并聯，這在SiMOSFET的時代就是一個很成熟的用法，不管是模塊電源中的低壓MOSFET，還是高壓大功率電源中的650V及以上的高壓MOSFET。在碳化硅MOSFET上，有一些設計方面需要特殊注意，接下來，我們會進行詳細討論。

并聯碳化硅MOSFET主要需要注意的問題是如何能夠很好的均流，因為只有很好的均流，才能讓損耗和熱量均衡，不至于超過其峰值電流限定或者熱保護限定。這里的均衡既包含穩態，也包含瞬態。其中涉及到的主要因素是器件個體Rdson及驅動開通門限VGS-th的差異，器件驅動電壓的不平衡，PCBlayout的不對稱等。

一個不均衡的因素就是并聯的碳化硅MOSFET器件的個體的導通電阻Rdson的不同導致的不均流，這會直接導致每一個器件上的電流不同，Rdson小的必然承擔更大的電流，從而導通損耗不相同。計算一下，如果Rdson有20%的變化，則較小導通阻抗的MOSFET會承擔1.5倍于較大導通阻抗的MOSFET的電流，所以二者的電流差異非常明顯。除了導通損耗的差異，由于穩態電流差異，則其在開關切換時的關斷電流也基于穩態電流有一定的差異，所以，造成一定的關斷損耗差異，如圖1，兩個1200V的50A的碳化硅MOSFET并聯測試關斷損耗歸一化數據，所示。這里兩個器件的Vds規格，VGS-th規格基本一致，但是Rdson相差20%。

圖1 高壓碳化硅關斷損耗不均衡測試-Rdson不同

類似于硅MOSFET的導通電阻正溫度系數的特性，碳化硅MOSFET也是如此，所以溫度越高，導通阻抗越大，承擔電流越小，這個特性對不均衡來說，是阻礙不均衡的，原本由于Rdson不均衡承擔較多電流的器件，會由于溫度升高，阻抗變大，從而承擔的電流減小，所以，這是一個好的方面。

導致電流不均衡的第二個因素是碳化硅MOSFET的導通門限電壓VGS-th，如果并聯的兩個器件的導通門限不同，對于同樣的驅動信號，則導通門限較小的器件先開通，而關斷時這個器件后關斷，這就造成在并聯的不同的器件上的損耗或者能量不均衡。

而在事實上，VGS-th這個參數隨溫度變化是負溫度系數，也就是說溫度越高，導通門限越低，所以，由于VGS-th不同導致的其中一個器件偏熱，隨著長時間運行，這個偏熱的器件，對應的VGS-th會更低，從而開關切換時間更長而變得更熱，這對于不均衡來說就是一個不利的方面。所以，如果在輕載時，或者以開關損耗為主導的應用中，若VGS-th差異較大，特別容易發生熱失控。

圖2 高壓碳化硅關斷損耗不均衡測試-VGS-th不同

從上圖2中，可以看到兩個1200V,50A的高壓碳化硅并聯由于一定的VGS-th差異（700mV）,而產生較大的關斷損耗。VGS-th差異造成的導通損耗差異影響較小，因為Rds-on本身的正溫度系數因素，這部分損耗差異可以得到一定補償。

導致不平衡的第三個方面，主要是驅動電路方面的因素，一般的，為了減小開關損耗，希望以最快的速度開關器件，但是還要考慮門級震蕩問題，門級驅動電阻Rg和驅動線路的方式，對這些問題非常重要。

圖3 并聯開關器件的不同門級驅動方式

門級驅動線路，一般有以上幾種推薦方式，[敏感詞]種共用門級電阻的方式，不考慮其它不均流因素的情況下（如Rds-on，VGS-th等），其驅動信號同時到達，因此容易均流，但是共用驅動電阻會產生的RLC諧振容易產生門級震蕩。第二種方式，由于采取了分別的門級驅動電阻，不易產生門級震蕩，但是由于電阻差異，容易產生電流不均衡。所以比較推薦的方式，是采用第三種方式，既有共用的門級電阻，又有分別的驅動電阻，綜合[敏感詞]種和第二種方式，得到比較好的效果。

影響并聯均衡的第四個因素主要是layout造成的源極和漏極寄生電感的不平衡，如圖4所示，Ld和Ls分別是器件漏極和源極的寄生電感。

圖4 并聯器件的寄生電感

其中，Ls寄生電感，即源極寄生電感不平衡，是導致并聯器件不均衡電流的主要因素，而漏極電感對漏極電壓應力有比較大的影響，不在我們本次討論范圍內。所以，一般建議，盡可能地設計源極走線對稱，讓源極寄生電感對稱，或者減小其不匹配度，以避免電流不均衡。

圖5 并聯器件a)無單獨源極連接b)有單獨源極連接

當器件進行開關切換時，較大的di/dt在源極寄生電感Ls上產生的電壓會反饋給門級驅動回路，所以當不采用如圖5，b所示的單獨源極連接時，會產生源極電壓的不平衡，會產生額外的開關損耗，也會導致一定的門級震蕩電壓。當采取了如圖5，b所示的單獨源極連接后，可以不用考慮Ls反饋電壓的影響，驅動信號不會加在源極寄生電感上。

圖6 開關損耗主導時的并聯時器件關斷損耗

在圖6所示的圖上，我們可知，當開關損耗占主導時，單個非并聯器件的關斷損耗之和是比二者并聯后總關斷損耗小的，從這個意義上講，開關損耗占主導時，并聯對減小損耗意義不大，但是可以有效的平均熱量分布。經過上述分析，我們可知，當開關損耗占主導時，由于沒有Rds-on的正溫度系數的平衡作用，若發生電流不平衡，則很容易發生熱失控。

圖7 減小并聯器件的門級震蕩電壓及均流電路

如果條件允許，如果沒有單獨的源極驅動連接時，可以在并聯器件的源極增加1ohm的串聯電阻，以實現動態均流，這可以減小大的漏極電流的di/dt，門級的串聯電阻RGoff，可以改善由于源極不平衡寄生電感造成的寄生震蕩。

五.碳化硅MOSFET的寄生開通效應及改善措施

在前一篇文章中，我們也簡要分析過半橋結構的碳化硅MOSFET的門級驅動波形一般要求，會考慮用負電壓去做可靠關斷，以避免較小的門級導通門限的影響，及一些不期望的門級耦合尖峰電壓出現導致的誤開通，但是一般碳化硅MOSFET的負電壓耐壓規格不像硅MOSFET那么大，所以使用需要嚴格遵守規格且考慮一定的裕量。在具體正/負電壓驅動的實施上，有多種方法可以實現，如多路隔離DC/DC電源，或者帶隔離DC/DC的隔離驅動器IC等。

事實上，在用于大功率電路的典型的橋式電路拓撲中，半橋結構是基本的拓撲單元，如圖8所示，當上管開通時即下管關斷時，由于開關節點產生較大的dV/dT，所以這個電壓會通過碳化硅寄生電容CGD耦合到門級一個電壓脈沖，這個電壓脈沖一旦超過MOSFET的門級開通門限VGS-th值，就會產生誤開通，而我們知道VGS-th又是負溫度系數變化，溫度越高，門限越低，所以在高溫下會惡化這一點。一旦發生下管誤開通，那么勢必會產生上下管的短路直通，造成損耗增加。

圖8 快速的漏極dV/dT導致的米勒開通效應

對于門級的尖峰電壓，分為兩種情況，上管開通下管關斷時，由于下管會有由低到高的快速dV/dT產生，所以如圖9所示，節點電壓通過CGD電容產生米勒充電電流，進而流過驅動器的輸出電阻在門級產生一個正的瞬態電壓，如圖9所示。

圖9 正的dV/dT電壓產生正的門級尖峰

圖10 負的dV/dT產生反向門級尖峰

門級尖峰的另一種情況，是當上管關斷即下管開通時，開關節點產生由高到低的dV/dT,因此會產生反向的米勒充電電流，進而流過驅動器的輸出電阻，在門級產生負的電壓尖峰，這種情況需要注意負電壓尖峰是否超過負電壓耐壓規格。

圖11 器件寄生電容導致的正負門級尖峰電壓

從圖11上所知，下管驅動信號開通前的門級震蕩主要是負電壓，這部分電壓主要考慮對門級負電壓規格的限制，而下管驅動信號關斷后的門級震蕩主要是正電壓，這部分電壓主要會造成半橋短路問題，所以需要重點考慮。

寄生效應開通的原因我們解釋清楚了，那么，抑制這種效應的方式有哪些呢？通常來說，寄生效應開通是由于漏極的dV/dT較大而引起，所以限制dV/dT的變化率是一種抑制寄生開通效應的方式，但是這又和減小開關損耗的目標相矛盾。

另外，在外部因素上，選擇低下拉電阻的驅動器及設置低關斷電阻RGoff，這樣可以讓米勒電流通過較低的阻抗通路，減小感應電壓的幅值。當然，像前一篇文章提到的，假如采用負電壓門級關斷電壓，也可以有效避免下管誤開通。

圖12 低阻抗關斷回路電阻

在器件本身上做文章，比如選擇CGS電容遠大于CGD電容的碳化硅MOSFET,這樣通過米勒電容的電流給門級電容充電就變得比較弱，如圖13所示，當然，也可以人為在門級并聯一個小電容，以減小米勒電容對門級電容的充電效應，如圖14所示，但是也會帶來更多的開關及驅動損耗。公開數據表明，高壓應用下，CGS和CGD的比例會比低壓應用下更大，所以更利于高壓應用。

圖13MOSFET寄生電容示意圖

圖14 增加門級電容避免寄生開通

另一種有效的方法是，采用米勒鉗位電路，當檢測到門級電壓關斷尖峰后，開啟米勒鉗位電路，將門級電壓鉗位到GND,從而米勒電流不會通過驅動器輸出電阻將門級電壓抬高，這樣就可以使用0V電壓關斷碳化硅MOSFET,不需要使用負壓關斷，如圖15所示，為VCLAMP電路，一般這部分電路可以集成在驅動芯片中。

圖15 米勒鉗位電路

六.碳化硅MOSFET在短路保護上的考慮

碳化硅MOSFET的一個重要的參數是短路耐受時間(SCWT),由于這個參數涉及到器件安全，所以需要引起重視。由于碳化硅MOSFET的高電流密度，其芯片占用很小的面積，因此其短路耐受時間小于硅MOSFET，所以需要進行及時保護。

對于1個1200V耐壓的TO247封裝的碳化硅MOSFET,在700V的條件下，18V VGS驅動電壓，其短路耐受時間為8-10uS左右。在如此短時間內關斷碳化硅MOSFET的話，在漏極會引起非常大的dI/dT,從而導致大的漏極電壓尖峰，為了減小電壓尖峰，發生短路大電流時，一般建議慢速關斷VGS電壓。

具體實施上，一般通過電流采樣電阻進行精確采樣，對發生短路的碳化硅MOSFET實施退飽和動作，但是這么做的缺點是造成額外損耗，并且采樣電路會增加PCB空間，所以僅僅用于小功率的應用，如圖16所示。在大功率應用中，一般使用Vds電壓作為采樣電壓去觸發過流保護，對器件進行退飽和，但是這種方式精度沒有那么高，因為通過Rdson采樣電流得到的Vds具有一定的變化范圍，如圖17所示。

圖16 采用Shunt電阻采樣的過流保護電路

圖17 采樣Vds電壓采樣的過流保護電路

采用Vds采樣設計過流保護電路是一個很講究的事情，因為需要同時兼顧觸發保護的及時性，也要避免誤觸發，對于前者，需要考慮Rdson的最差情況，以及溫度等因素。

典型的檢測退飽和的時間，一般是在電路開通之后250n-500nS左右檢測到信號，而保護關斷需要400n-1500nS左右的時間，事實上，需要在未發生飽和時（或者說還未達到電流峰值前），就需要能夠檢測到電流信號，而不能等到發生飽和時再檢測電流信號。

七.碳化硅MOSFET功率器件封裝上的考慮

在高壓，大功率應用中，會用到如TO220或者TO247等插件封裝，因此在使用中，盡可能減小pin腳長度，以減小器件封裝帶來的寄生電感。

如前面碳化硅MOSFET并聯設計中討論過的一點，通過MOSFET源極單獨接線到驅動回路會顯著減小開關損耗。究其原因，是由于源極寄生電感會減緩開通過程或者關斷過程，增加開關損耗。所以，一般來說，TO247-4的封裝會比TO247的封裝開關損耗小30%。

具體分析這個過程，我們以半橋的上管為例，如圖18所示（將圖8搬到此處），當開關導通時，電流為從上到下，且逐步增加，則源極感應電壓為上正下負，這個電壓會讓門級驅動電壓減小，因此會減緩開通過程。同樣的，當上管關閉時，電流為從上到下，且逐步減小，所以源極感應電壓為下正上負，這會增加源極驅動電壓，因此會減緩關斷過程。這兩個狀態都會增加開關損耗，因此如果對開關損耗占主導或者較大，則考慮用TO247-4的封裝。

圖18 源極寄生電感對開關損耗的影響

從封裝圖上看，如圖19所示，TO247-4的封裝有一個單獨的源極的連接pin3，它和Gate pin相鄰，方便施加驅動信號，而漏極pin1和源極pin2的間距很大，這里需要承受Vds高壓。而TO247的pin腳安排相對簡單，G門級,D漏極,S源極順序排列。